本文導讀

電源模塊發(fā)展至今，工程師們都著眼于如何將模塊做得更為小型化，輕量化，其實大家都明白可以通過提升開關頻率來提高產(chǎn)品的功率密度。但為什么迄今為止模塊的體積沒有變化太大？是什么限制了開關頻率的提升呢？

開關電源產(chǎn)品在市場的應用主導下，日趨要求小型、輕量、高效率、低輻射、低成本等特點滿足各種電子終端設備，為了滿足現(xiàn)在電子終端設備的便攜式，必須使開關電源體積小、重量輕的特點，因此，提高開關電源的工作頻率，成為設計者越來越關注的問題，然而制約開關電源頻率提升的因素是什么呢？其實主要包括三方面，開關管、變壓器和EMI及PCB設計。

一、開關管與開關頻率

開關管作為開關電源模塊的核心器件，其開關速度與開關損耗直接影響了開關頻率的極限，下文為大家大概分析一下。

1、開關速度

MOS管的損耗由開關損耗和驅動損耗組成，如圖1所示：開通延遲時間td(on)、上升時間tr、關斷延遲時間td(off)、下降時間tf。

圖1 MOS管開關示意圖

以FAIRCHILD公司的MOS為例，如圖2所示：FDD8880開關時間特性表。

圖2 FDD8880開關時間特性表

對于這個MOS管，它的極限開關頻率為：fs=1/(td(on)+tr+td(off)+tf) Hz=1/(8ns+91ns+38ns+32ns) =5.9MHz，在實際設計中，由于控制開關占空比實現(xiàn)調(diào)壓，所以開關管的導通與截止不可能瞬間完成，即開關的實際極限開關頻率遠小于5.9MHz，所以開關管本身的開關速度限制了開關頻率提高。

2、開關損耗

開關導通時對應的波形圖如圖3(A)，開關截止時對應的波形圖如圖3(B)，可以看到開關管每次導通、截止時開關管VDS電壓和流過開關管的電流ID存在交疊的時間(圖中黃色陰影位置)，從而造成損耗P1，那么在開關頻率fs工作狀態(tài)下總損耗PS=P1 *fs，即開關頻率提高時，開關導通與截止的次數(shù)越多，損耗也越大，如下圖3所示。

圖3 開關管損耗示意圖

二、變壓器鐵損與開關頻率

變壓器的鐵損主要由變壓器渦流損耗產(chǎn)生，如圖4所示。

給線圈加載高頻電流時，在導體內(nèi)和導體外產(chǎn)生了變化的磁場垂直于電流方向(圖中1→2→3和4→5→6)。根據(jù)電磁感應定律，變化的磁場會在導體內(nèi)部產(chǎn)生感應電動勢，此電動勢在導體內(nèi)整個長度方向(L面和N面)產(chǎn)生渦流(a→b→c→a和d→e→f→d)，則主電流和渦流在導體表面加強，電流趨于表面，那么，導線的有效交流截面積減少，導致導體交流電阻(渦流損耗系數(shù))增大，損耗加大。

圖4 變壓器渦流示意圖

如圖5所示，變壓器鐵損是和開關頻率的kf次方成正比，又與磁性溫度的限制有關，所以隨著開關頻率的提高，高頻電流在線圈中流通產(chǎn)生嚴重的高頻效應，從而降低了變壓器的轉換效率，導致變壓器溫升高，從而限制開關頻率提高。

圖5 變壓器鐵損與開關頻率關系圖

三、EMI及PCB設計與開關頻率

假設上述的功率器件損耗解決了，真正做到高頻還需要解決一系列工程問題，因為在高頻下，電感已經(jīng)不是我們熟悉的電感，電容也不是我們已知的電容了，所有的寄生參數(shù)都會產(chǎn)生相應的寄生效應，嚴重影響電源的性能，如變壓器原副邊的寄生電容、變壓器漏感，PCB布線間的寄生電感和寄生電容，會造成一系列電壓電流波形振蕩和EMI問題，同時對開關管的電壓應力也是一個考驗。

四、小結

要提高開關電源產(chǎn)品的功率密度，首先考慮的是提高其開關頻率，能有效減小變壓器、濾波電感、電容的體積，但面臨的是由開關頻率引起的損耗，而導致溫升散熱設計難，頻率的提高也會導致驅動、EMI等一系列工程問題。

ZLG致遠電子自主研發(fā)、生產(chǎn)的隔離電源模塊已有近20年的行業(yè)積累，當前采用全新方案，實現(xiàn)同類型產(chǎn)品，體積最小，例如E_UHBDD-10W模塊較上一代ZY_UHBD-10W體積縮減了一半，如下圖6所示。

圖6 E_UHBDD-10WN與ZY_UHBD-10W規(guī)格對比

同時ZLG致遠電子為保證電源產(chǎn)品性能建設了行業(yè)內(nèi)一流的測試實驗室，配備最先進、齊全的測試設備，全系列隔離DC-DC電源通過完整的EMC測試，靜電抗擾度高達4KV、浪涌抗擾度高達2KV，可應用于絕大部分復雜惡劣的工業(yè)現(xiàn)場，為用戶提供穩(wěn)定、可靠的電源隔離解決方案。